Паразитные колебания в мощных Mosfet

Генерирование паразитных колебаний в схемах на основе мощных MOSFET, которые широко применяются в DC/DC-преобразователях, может нарушить работу устройств. В статье обсуждаются причины и предлагаются способы устранения этого нежелательного эффекта. Статья представляет собой перевод.

ВВЕДЕНИЕ
Одним из малоизученных эффектов в области высокочастотной электроники является генерирование паразитных колебаний с самогашением (squegging). В техническом словаре 20-х гг. прошлого века генератор суперрегенератив-ного радиоприемника или самогася-щийся генератор1 был определен как «генератор, который прекращает работу на заданное время после завершения одного или более рабочих циклов». Такой генератор называют также генератором затухающих колебаний (squegger) или блокинг-генератором (blocking oscillator). В 1920-х гг. для описания эффекта генерирования самога-сящихся колебаний использовался термин motorboating, т.е. генерирование низкочастотных колебаний, напоминающих шум работающего лодочного мотора, что хорошо соответствовало характеру звуковых сигналов, генерируемых ламповым усилителем звуковой частоты.

Суперрегенеративный радиоприемник, изобретенный Армстронгом в 1921 г., представляет собой генератор колебаний с самогашением. В справочнике ARRL приведено следующее описание этого явления: «Существует эффект, называемый генерированием самогасящихся колебаний (squegging), который можно примерно определить как генерирование более одной частоты одновременно, что может выглядеть как колебания радиочастоты, прерываемые звуковой (более низкой) частотой, как в супергенера-тивном приемнике». В большинстве случаев генерирование самогасящихся колебаний является нарушением работы схемы. DC/DC-преобразователь не должен прерывать работу на несколько рабочих циклов. Генератор не должен переходить в прерывистый режим, а мощные MOSFET, используемые в усилителе, не должны потреблять рабочий ток с более высокими значениями, чем было задано.

ЭКСПЕРИМЕНТ
Радиочастотный усилитель построен на базе традиционной конфигурации. Входной трансформатор L1/ L2 обеспечивает согласование импеданса 50-Ом линии с 25-Ом затвором MOSFET Q1. Выходной трансформатор L3/L4 обеспечивает обратное согласование 25-Ом импеданса с 50-Ом линией. Напряжение смещения стабилизируется зенеровским диодом D1. Потенциометр R1 обеспечивает установку напряжения смещения в диапазоне 0…8,2 В. Напряжение смещения и радиочастота совмещаются с помощью C4 и R3. Фильтрующие конденсаторы с C1 по C3 сглаживают напряжение радиочастоты.

Для моделирования транзистора Q1 (в качестве Q1 в данной схеме использовался MOSFET IRFB4019 от International Rectifier, предназначенный для применения в усилителях звуковой частоты класса D) была использована SPICE-модель Power Function Power MOSFET. Следует иметь в виду, что многие другие SPICE-модели MOSFET не позволяют выполнить детальный анализ работы MOSFET на радиочастоте.

Для того чтобы собственный потребляемый ток усилителя не превышал 300 мА, работа этой схемы была проанализирована без подачи входного сигнала. Мы ожидали, что при изменении положения потенциометра R1 ток будет медленно расти, но в одном положении R1 ток вырос резко. Если бы источник питания мог обеспечить достаточно высокий ток, то MOSFET вышел бы из строя. Что случилось с нашим усилителем?

Оказывается, вместо усилителя мы создали генератор Хартли. В цепи обратной связи этой схемы имеются три реактивных элемента: L2, внутренняя емкость MOSFET Cgd (емкость Миллера) и L3. Кроме того, такой генератор является самогасящимся. Радиочастотный сигнал представляет собой амплитуду, модулированную звуковой частотой.

Уэс Хейворд (Wes Hayward) в своей работе, посвященной радиочастотным схемам, говорит об эффекте паразитных самогасящихся колебаний в генераторах на биполярных транзисторах: «Они могут наблюдаться, когда начальный коэффициент усиления высок, а последовательный конденсатор в цепи обратной связи имеет достаточно высокую емкость. Если емкость конденсатора составляет, например, 0,1 мкФ для требуемой рабочей частоты в 10 МГц, паразитные колебания будут настолько сильными, что они будут затухать только на короткие периоды времени, а затем возникать вновь и вновь. Снижение емкости конденсатора уменьшит амплитуду паразитных колебаний, а иногда позволит их остановить. Если емкость становится слишком мала, то в цепи обратной связи возникнет избыточный фазовый сдвиг. Лучшим способом устранения паразитных колебаний является уменьшение начального коэффициента усиления за счет смещения или увеличения номинала последовательного резистора».

В нашей схеме емкость последовательного конденсатора C4 мала (2,2 нФ), а сопротивление последовательного резистора R3 велико (220 кОм). Видимо, паразитные колебания в биполярных транзисторах и MOSFET имеют разную природу и, следовательно, нужны разные подходы для борьбы с этим явлением.

CХЕМА НЕЙТРАЛИЗАЦИИ
В 1920 г. Луис Алан Хэзелтайн (Louis Alan Hazeltine) оформил патент, в котором описал способ улучшения работы радиочастотного усилителя. В ламповом радиоприемнике с перестройкой частоты, созданном в 1920-х гг., использовалась нейтродинная схема (neu-trodyne circuit). На рисунке 3 показана схема усилителя с мостовой нейтрализацией. В такой схеме не требуется дополнительных индуктивностей, как в схеме Хэзелтайна.

Цепь формирования напряжения смещения в этой схеме такая же. Левое плечо моста содержит элементы C4, C5 и R5. Правое плечо моста — это MOSFET Q1. Эквивалентная схема Q1 включает распределенное сопротивление затвора Rg, емкость Cgd между затвором и стоком и емкость Cgs между затвором и истоком. Вторичная обмотка входного трансформатора соединена с левым и правым плечом моста. Верхнее и нижнее плечи моста соединены с первичной обмоткой выходного трансформатора и землей. Мост находится в равновесном состоянии, если отношение C4 к C5 равно отношению Cgd к Cgs. Хэзелтайн написал об этом в своем патенте: «в результате эффект емкостной связи будет устранен». Напряжение смещения подается к обоим концам вторичной обмотки входного трансформатора через R3 и R4.

Вход MOSFET не потребляет ток как биполярный транзистор. На радиочастоте на входе и выходе затвора MOSFET протекает большой ток, поскольку при каждой осцилляции происходит заряд и разряд больших емкостей затвор-исток Cgd и Cgs. Но эти токи являются реактивными (безваттными) токами. Для корректного согласования входа усилителя сопротивления R3 и R4 должны быть близкими к преобразованному импедансу линии. При отношении индуктивностей входного трансформатора 50 мкГн к 25 мкГн, или 2:1, преобразованный импеданс линии составит 25 Ом.

УЛУЧШЕННАЯ СХЕМА НЕЙТРАЛИЗАЦИИ
Емкость Cgd зависит от напряжения. Нейтрализация в усилителе класса A на MOSFET работает только для определенного уровня сигнала на входе. Если использовать вместо C4, C5, R5 другой MOSFET такого же типа, что и Q1, мы получим улучшенный вариант схемы нейтрализации. Емкости в первом MOSFET будут изменяться с уровнем сигнала на входе так же, как и во втором MOSFET. Используя двухтактный усилитель для частот КВ- и УКВ-диапазонов, можно получить еще одно преимущество. Гармоники четных порядков (2f, 4f, …) подавляются за счет противофазной работы двух MOSFET. С помощью двухтактного усилителя проще удовлетворить требования по уровню подавления гармоник. В такой схеме выходной фильтр нижних частот может быть проще, поскольку отсутствуют сильные гармоники, которые необходимо подавить или ослабить.

На рисунке 4 показана схема традиционного двухтактного усилителя с выходным трансформатором L3/L4 с параллельным питанием. L5 и L6 — радиочастотные дроссели. Эта схема является самонейтрализующейся.

Однако, чтобы решить проблему паразитных самогасящихся колебаний, нужно глубже понять причины ее возникновения. Почему радиочастотный сигнал в первой схеме усилителя модулирован по амплитуде? И почему напряжение смещения повышается с 5,2 В до 5,8 В во втором усилителе?

ПРИЧИНЫ АМПЛИТУДНОЙ МОДУЛЯЦИИ
Эффект амплитудной модуляции вызывается ростом «напряжения смещения на сетке». Увеличение напряжения на затворе меняет статическую рабочую точку. Более высокое напряжение на затворе вызывает рост тока стока в транзисторе, работающем в режиме обогащения. Поскольку ток стока растет, усиление по напряжению падает. Если устройство является генератором, то колебания останавливаются, когда больше не выполняются условия критерия устойчивости Баркгаузена для коэффициента передачи цепи обратной связи. Рост напряжения смещения может вывести усилитель из линейного режима работы. Причина роста смещения на затворе заключается в разнице заряда и разряда внутренней, зависящей от напряжения, емкости MOSFET Cgd.

Далее будем рассматривать бес-трансформаторную версию первого усилителя класса A, схема которого показана на рисунке 6. Для упрощения предположим, что входной сигнал усилителя на мощных MOSFET представляет собой прямоугольный сигнал. MOSFET заменен емкостями Cgd, Cgs и управляемым напряжением ключом. Данная эквивалентная схема MOSFET проще, чем модель MOSFET, использовавшаяся в схеме рисунка 1.

Развязывающая емкость C4 блокирует любую постоянную составляющую прямоугольного сигнала, поступающую на затвор. Для упрощения расчета примем, что напряжение питания составляет 10 В, рабочий цикл входного сигнала равен 50%, а уровень сигнала изменяется между напряжением 1 В и -1 В. Период входного сигнала намного меньше постоянной времени заряда или разряда емкости.

Паразитные колебания в мощных Mosfet

Если входной сигнал равен -1 В, то ключ (MOSFET) открыт, и две емкости будут заряжаться через RL и Ri. Заряд обеспечивается за счет разницы потенциалов на истоке и затворе. При напряжении питания 10 В и входном сигнале, равном -1 В, эта разница составит 11 В.

После того, как входной сигнал станет равным 1 В, MOSFET закроется, и две емкости будут разряжаться. Напряжение разряда для прямоугольного входного сигнала будет равно напряжению заряда минус напряжение полного размаха входного сигнала. Поскольку мы имеем разные напряжения для заряда и разряда, зависимая от напряжения емкость Cgd будет меняться. Каждый рабочий цикл добавляет немного заряда к емкостям Cgd, Cgs и C4. Наконец, напряжение смещения на C4 становится достаточно большим, чтобы окончательно включить MOSFET. Емкости разряжаются. Такой разряд занимает больше времени, чем разряд, обусловленный входным сигналом. Чтобы усилитель мог работать, сигнальный вход должен оказывать более сильное влияние на MOSFET, чем схема смещения. На рисунке 7 показана пилообразная кривая изменения напряжения смещения Vbias во времени. Быстрый нарастающий и спадающий фронты сигнала соответствуют фазе колебаний цикла паразитных колебаний, показанного на рисунке 2. Медленный спад соответствует фазе разряда цикла паразитных колебаний.

Если заряд на Cgd больше, чем разряд, значит, мы имеем дело со случаем самогасящихся паразитных колебаний. В противоположном случае возможно также смещение резистора в цепи управляющей сетки. Тогда разряд Cgd будет больше, чем заряд, и напряжение смещения снижается. Поняв причину появления паразитных самогасящихся колебаний в схемах на MOSFET, мы можем понять и то, почему это явление может встретиться также в схемах на электронных лампах и биполярных транзисторах. Во всех схемах с общим катодом, общим эмиттером и общим истоком фаза сигнала между входом и выходом меняется на 180°, и во всех этих схемах между входом и выходом имеется емкость Миллера.

метод низкого импеданса

О наиболее часто используемом способе борьбы с паразитными само-гасящимися колебаниями упоминается в справочнике ARRL. Там сказано, что «один из видов паразитных колебаний возникает, когда генератор питается от источника питания с высоким внутренним импедансом». Источник напряжения смещения должен иметь низкий импеданс и обеспечивать сток тока на землю.

В радиочастотных усилителях на биполярных транзисторах часто используется шунтирующий диод, который обеспечивает низкий импеданс для источника напряжения смещения. Дифференциальное сопротивление высокомощного диода очень мало, поэтому не возникает проблем с протеканием тока на землю. Напряжение смещения MOSFET находится в диапазоне 1,5.5 В и может изменяться в пределах 2 В для транзисторов одного типа. Источник напряжения смещения для MOSFET должен обеспечивать такую возможность.

схема низкоимпедансного источника напряжения смещения

Для создания регулируемого напряжения смещения с низким импедансом предложена простая схема без обратной связи (см. рис. 8). Резистор R2 и зенеровский диод D1 создают высокоимпедансное стабилизированное напряжение, равное 8,2 В. Подстроечный потенциометр R1 устанавливает уровень напряжения смещения. Эти компоненты использовались и в предыдущем случае. Мощный биполярный транзистор Q1 включен по схеме с общим коллектором для того, чтобы обеспечить низкоимпе-дансный выход для напряжения смещения. Конденсаторы с C1 по C3 фильтруют радиочастотные напряжения. Pnp-транзистор BD136 в корпусе T0-126 можно заменить любым другим биполярным транзистором с током коллектора на уровне не менее 1,5 А.

MOSFET В РАДИОЧАСТОТНОМ ДИАПАЗОНЕ
Емкость Миллера Cgd является причиной возникновения паразитных самогасящихся колебаний в MOSFET. Радиочастотные MOSFET имеют меньшую величину Cgd, чем мощные MOSFET. Компания Microsemi предлагает такие MOSFET, а также обеспечивает SPICE-модели, которые хорошо подходят для моделирования работы MOSFET в радиочастотном диапазоне. Одним из таких MOSFET от Microsemi является 175-МГц транзистор VRF148A, рассчитанный на напряжение 50 В и мощность 30 Вт. В соответствии с технической документацией типовая величина емкости Cgd (Crss) такого транзистора составляет 2,6 пФ при Vgs = 0 В, Vds = 50 В и f = 1 МГц. Транзистор IRFB4019 от International Rectifier имеет типовую величину Cgd, равную 19 пФ при Vgs = 0 В, Vds = 50 В и f = 1 МГц.

Для достижения улучшенных характеристик можно сочетать два и более способа борьбы с паразитными колебаниями. Два радиочастотных MOSFET в двухтактном усилителе с самонейтраизацией можно использовать с источником напряжения смещения, имеющим низкий импеданс.

ТЕМПЕРАТУРНАЯ СТАБИЛИЗАЦИЯ
Прежние мощные MOSFET, например, IRF510, имели положительный температурный коэффициент: при постоянном напряжении на затворе ток стока увеличивается с увеличением температуры. Современные мощные MOSFET, подобные IRFB4019, имеют отрицательный температурный коэффициент. Без температурной стабилизации может произойти тепловой пробой: при постоянном напряжении на затворе с увеличением температуры ток стока растет. Это может вывести из строя MOSFET.

Согласно технической документации на транзистор IRFB4019 типовая величина температурного коэффициента этого транзистора составляет -13 мВ/°С. Типовая величина температурного коэффициента полупроводникового диода составляет -2,2 мВ/°С. Резистор с отрицательным температурным коэффициентом, или термистор (NTC), имеет более высокий отрицательный температурный коэффициент. NTC должен находиться в тепловом контакте с мощным MOSFET и воздействовать на схему источника напряжения смещения, чтобы предотвратить тепловой пробой. Правильное место включения NTC в схеме источника напряжения смещения, приведенной выше, находится между базой Q1 и землей. Общий контроль температурных характеристик источника напряжения смещения обеспечивают резисторы, подключенные последовательно или параллельно к NTC.

Понравилась статья? Поделиться с друзьями:
TRIAL NEWS