Как правильно спроектировать систему с использованием дифференциальных сигналов

Проектирование систем, использующих дифференциальные сигналы, связано с необходимостью выбора варианта схемного и топологического решения, от которого зависят как характеристики системы, так и затраты на ее реализацию. В статье обсуждаются базовые вопросы проектирования систем на основе дифференциальных сигналов, правила создания топологии печатных плат, содержатся рекомендации по достижению оптимальных параметров печатных плат и систем в целом. Рассмотрены перспективы применения дифференциальных сигналов в новых приложениях.

Дифференциальная пара представляет собой две линии передачи, по которым передаются сигналы одинаковой амплитуды и противоположной полярности. Эти сигналы должны быть точно синхронизированы друг с другом.

В общем случае можно назвать три главные причины, по которым используются дифференциальные сигналы:

— недостаточно надежное заземление на концах тракта передачи сигналов;

— значительное ослабление сигналов в канале передачи;

— если требуется очень высокая скорость передачи данных.

Базовый протокол, который стал использоваться для последовательной передачи данных по дифференциальным парам, получил название LVDS (Low Voltage Differential Signaling). В настоящее время протокол LVDS используется в широчайшем спектре продуктов и на его основе построены другие протоколы, имеющие одинаковые базовые характеристики и использующие одни и те же правила проектирования. Среди этих протоколов можно отметить: Infiniband, Ethernet, Hyper Transport, PCI Express, Fiberchannel, XAUI, Rocket I/O, Firewire, IEEE 1394, Universal Serial Bus (USB), SSCSI (serial SCSI), SATA (serial ATA), SIDE (serial IDE).

На рисунке показана типовая КМОП-схема драйвера и приемника, а также две линии передачи, которые используются для передачи и приема дифференциальных сигналов по протоколу LVDS.

Каждая из линий передачи с характеристическим сопротивлением Z0 нагружена на сопротивление Zterm, подключенным между линий и узлом Vref. На рисунке показано также направление протекания тока через драйвер, приемник и две линии, когда система находится в одном из логических состояний. В противоположном логическом состоянии направление тока меняется на обратное.

Когда импедансы всех участков канала передачи сигналов равны между собой, то и токи, протекающие в двух линиях передачи, также имеют равную величину и противоположны по направлению. Поэтому суммарный ток в узле Vrefb равен нулю. В этом случае удобно убрать соединение в узле Vrefb и поместить резистор, номинал которого в два раза больше Z0, между двумя концами дифференциальной пары. Если импеданс каждой линии составляет 50 Ом, то сопротивление этого резистора должно быть равным 100 Ом.

CОГЛАСОВАНИЕ ДЛИН ЛИНИИ ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНОЙ ПАРЫ
На рисунке представлен пример разводки дифференциальной пары с использованием переходных отверстий для изменения сигнальных слоев. Хорошо было бы найти способ не увеличивать длину более короткого проводника дифференциальной пары. Подобные задачи часто возникают, когда размещают или убирают разъемы. На рисунке 2 приведены также два примера пересечения фронтов сигналов: на верхнем рисунке сигналы идеально согласованы по фазе, на нижнем — сдвинуты относительно друг друга.

Первостепенное значение в согласовании длин проводников имеет минимизация джиттера. Джиттер минимален, когда пересечение фронтов сигналов происходит на прямом участке фронта и спада сигналов. Схема приемника детектирует переход состояния даже в случае, показанном на нижней диаграмме рисунка 2, но от цикла к циклу момент пересечения будет сдвигаться по времени относительно тактового сигнала. Это происходит из-за неопределенности, связанной с тем, что пересечение фронтов сигналов наблюдается на участке с малым наклоном. Поскольку наклон фронтов сигналов приближается к нулю, то джиттер будет возрастать и, наконец, может вызывать сбой работы схемы.

Зная это, можно рассчитать допустимую для данной схемы степень рассогласования сигналов. Это позволяет определить допуски на рассогласование и найти оптимальное соотношение между требуемыми характеристиками схемы и возможностью реализации несложной топологии печатной платы. Контрольные метки, показанные для идеально согласованных сигналов, определяют прямой участок фронтов сигналов. Джиттер будет минимален, когда два фронта сигналов пересекаются в пределах этого участка. Теперь, чтобы рассчитать необходимые допуски, нужно определить минимальное время нарастания и спада сигналов, когда они появляются на входе приемника. Этот временной интервал нужно умножить на скорость распространения сигнала по линии передачи (обычно около 166 пс/дюйм для большинства печатных плат), и мы получим допуски на длину проводников линий передачи.

Приведем пример. Возьмем последовательный канал со скоростью передачи 2.4 Гбит/с, который часто используется в высокопроизводительных системах, таких как маршрутизаторы, коммутаторы и серверы. В большинстве систем минимальное время нарастания фронта сигнала составляет 60 пс. В результате получим допуски на рассогласование длин проводников ±150 мил, что позволяет выполнить разводку, без специального выравнивания длин проводников. Это сокращает время проектирования топологии и упрощает разводку.

Имеются ли другие нежелательные эффекты при рассогласовании длин проводников дифференциальной пары? Когда два фронта сигнала не выровнены, т.е. не пересекаются точно посередине между двумя уровнями напряжения, то имеется короткий интервал времени, когда ток втекает или вытекает из узла Vref. Если используется один резистор номиналом 100 Ом вместо двух 50-Ом резисторов к Vref, то этого соединения нет. В этом случае ток отсутствует, поэтому один из фронтов сигнала будет более пологим. Для низкоскоростных протоколов передачи данных, таких как LVDS, ухудшение фронтов несущественно.

как правильно спроектировать систему с использованием дифференциальных сигналов

Когда скорость передачи данных высока, а интервалы между битами коротки, более пологие фронты могут отрицательно влиять на частоту битовых ошибок. Такая ситуация возникает при скоростях, превышающих 2.4 Гбит/с. Для решения этой проблемы необходимо создать дополнительный канал протекания тока, что достигается несколькими способами. Один из методов заключается в использовании схемы согласования Тевенина на конце каждой линии передачи.

Нежелательный эффект такой схемы заключается в повышении энергопотребления и использовании полезной площади кристалла. Альтернативным решением является использование двух 50-Ом согласующих резисторов и подключение их общей точки через конденсатор с небольшой емкостью к земле. Емкость этого конденсатора должна быть около 10 пф для скоростей передачи данных 2,4 Гбит/с и более. Такое решение реализуется в составе кристалла, что обеспечивает целостность сигнала.

ВЫБОР НОМИНАЛА СОГЛАСУЮЩЕГО РЕЗИСТОРА
Часто в качестве согласующего резистора используют резистор номиналом 110 Ом при номинальном дифференциальном импедансе в 100 Ом. Причина выбора большего номинала заключается в следующем: амплитуды дифференциальных сигналов малы и часто не превышают 400 мВ на выходе драйвера. В результате не остается достаточного запаса помехоустойчивости. Чтобы сохранить как можно больший запас помехоустойчивости, желательно убедиться, что на приемнике отсутствуют отражения из-за несоответствия номинала согласующего резистора с импедансом линии. Одним из способов решения этой проблемы является использование согласующих резисторов с допусками ±1%. Это помогает, но импеданс линии может изменяться в пределах ±10% в процессе изготовления печатной платы.

На рисунке показана форма сигнала на линии передачи на выходе драйвера с идеальным 50-Ом согласованием и двумя вариантами рассогласования. Заметим, что когда номинал согласующего резистора выше импеданса линии (в данном случае 70 Ом), отражение сигнала идет в том же направлении, что и исходный сигнал, т.е. наблюдается выброс сигнала. При этом исходный уровень сигнала не уменьшается. Когда номинал резистора меньше импеданса линии (в данном случае 30 Ом), отражение происходит в противоположном направлении, что приводит к провалу сигнала. Желательно так спроектировать схему, чтобы этого избежать.

Поскольку обычно импеданс линии передачи на печатной плате равен 50 Ом, а допуски составляют ±10%, было бы разумно выбрать номинал согласующего резистора на 10% выше 50 Ом, т.е. 55 Ом. Аналогично, для 100-Ом дифференциального импеданса, можно было бы выбрать согласующий резистор номиналом 110 Ом. В этом случае рассогласование привело бы только к небольшому выбросу сигнала в пределах допусков на превышение напряжения.

РАЗВЯЗЫВАЮЩИЕ КОНДЕНСАТОРЫ НА ЛИНИЯХ ПЕРЕДАЧИ
Развязывающие конденсаторы включаются последовательно на каждой линии дифференциальной пары для обеспечения изоляции по постоянному току между двумя концами канала передачи данных.

Другим примером использования развязывающих конденсаторов является случай, когда в двух концах дифференциальной линии передачи используются разные технологии. Наиболее распространенным вариантом является сопряжение LVPECL-схемы (LVPECL — Low Voltage Positive Emitter Coupled Logic) с LVDS-схемой.

Подбор номинала развязывающего конденсатора выполняется путем расчета его емкостного сопротивления для наименьшей частоты передаваемых по каналу данных. Емкостное сопротивление на такой частоте должно составлять малую часть импеданса линии передачи, чтобы избежать чрезмерного ослабления и искажения сигналов.

Обычно линии передачи, которые соединяют с развязывающими конденсаторами, расположены во внутренних слоях печатной платы. Чтобы подключить выводы конденсатора к линиям передачи, используют переходные отверстия, имеющие диаметр сверления примерно 12 мил. Для печатной платы толщиной 100 мил паразитная емкость каждого переходного отверстия достигает ~0,4 пф. У разработчиков есть опасения, что эта паразитная емкость вместе с паразитной емкостью установочных элементов конденсатора может негативно сказываться на качестве передаваемого по линии сигнала. Кроме того, часто возникает вопрос: где лучше всего размещать развязывающие конденсаторы: около драйвера, в середине линии передачи или около приемника?

Измерения на тестовых платах показали, что в широком диапазоне частот сигналов — вплоть до частоты 6 ГГц, соответствующих скорости передачи данных 12 Гбит/с, установка развязывающего конденсатора существенно не влияет на характеристики линии передачи, следовательно, место установки развязывающего конденсатора не имеет значения.

ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНАЯ ПАРА: СИЛЬНАЯ ИЛИ СЛАБАЯ СВЯЗЬ?
На рисунке 4 показан пример осциллограммы сигналов, передаваемых по линии, для сильно связанной дифференциальной пары, которая разведена на печатной плате проводниками шириной 5 мил с зазором 5 мил и высотой над слоем земли в 10 мил. На рисунке 5 приведены осциллограммы для той же дифференциальной пары, но разведенной с зазором в 10 мил. В этом случае, чтобы обеспечить дифференциальный импеданс, равный 100 Ом, ширина проводников была увеличена до 10 мил. Скорость передачи данных для этого примера составляет 3,125 Гбит/с, длина линии — 30 дюймов, а толщина медного слоя 0,7 мил (18 мкм).

Такой метод исследований сигналов называется глазковой диаграммой. Она формируется путем установки запоминающего осциллографа так, чтобы на экране можно было наблюдать один период следования битов. Затем по каналу данных передаются случайно сгенерированные биты данных. В результате фиксируется комбинация битов для наихудшего случая, что позволяет оценить качество канала передачи данных.

Обратите внимание, что амплитуда сигналов больше в слабосвязанном, чем в сильносвязанном случае. Причина заключается в более высоких потерях из-за поверхностного эффекта в проводниках шириной 5 мил, используемых в топологии с сильной связью. Последствием более близкого расположения проводников друг к другу является то, что каждый проводник снижает импеданс соседнего проводника из-за дополнительной паразитной емкости. Более высокая паразитная емкость на линии передачи всегда заставляет снизить импеданс. Чтобы получить 50-Ом импеданс для каждого проводника, что требуется для обеспечения 100-Ом дифференциального сопротивления, ширина проводника должна быть уменьшена, а это приводит к более высоким потерям из-за поверхностного эффекта. В случае сильносвязанной дифференциальной пары растет также и джиттер.

Еще одним отрицательным эффектом дифференциальной пары с сильной связью является необходимость сохранения сильной связи двух проводников по всей их длине. На рисунке 6 показано, как изменяется дифференциальный импеданс линий, когда их нужно разъединить, чтобы развести, например, между контактами корпуса BGA с шагом выводов 1 мм или там, где отсутствует возможность сохранения минимального зазора между проводниками.

Как видно из рисунка 6, дифференциальный импеданс сильносвязанной пары при ее разъединении увеличился до 140 Ом. Другими словами, импеданс отдельного проводника стал равен 70 Ом, в то время как для слабосвязанной пары дифференциальный импеданс увеличился до 109 Ом, т.е. для отдельного проводника этой пары увеличился до 54,5 Ом.

Причина значительного увеличения импеданса сильносвязанных проводников заключается в том, что появление металлического проводника или плоскости поблизости от линии передачи увеличивает паразитную емкость. Чтобы вернуться к 50-Ом импедансу, необходимо уменьшить ширину проводников, в данном случае до 5 мил. Когда металлический проводник удаляется из поля ближней зоны, дополнительная паразитная емкость исчезает, и величина импеданса отдельного проводника дифференциальной пары становится равной 70 Ом.

Когда потери из-за поверхностного эффекта не доставляют проблем, сильносвязанные проводники работают отлично. Однако для этого необходимо сохранять сильную связь по всей длине проводников, чтобы избежать проблем с отражениями. Во многих случаях это серьезно усложняет разводку. Примером такого рода ограничений является невозможность разводки дифференциальных пар сквозь матрицу контактов корпусов типа BGA с шагом выводов 1 мм.

РАЗВОДКА ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫХ СИГНАЛОВ
как правильно спроектировать систему с использованием дифференциальных сигналовИз приведенного выше анализа следует, что дифференциальные пары с сильной связью имеют два недостатка. Во-первых, для того, чтобы сохранить заданный импеданс линий, ширина проводников должны быть уменьшена.

Во-вторых, дифференциальная пара должна сохранять сильную связь по всей их длине, что приводит к ограничениям по разводке печатной платы и усложняет топологию. Поэтому рекомендуется устанавливать порядок следования слоев в печатной плате и ширину проводников таким образом, чтобы обеспечить минимизацию потерь при поверхностном эффекте и гарантировать минимальные изменения дифференциального импеданса в случае разделения проводников при разводке сигналов сквозь плотный массив выводов.

Примером дифференциальной пары, которая отвечает этим требованиям и не приводит к ограничениям, связанным с трудностями разводки, является приведенный выше вариант слабосвязанной дифференциальной пары. Большое преимущество такой разводки заключается в том, что оба несимметричных проводника, импеданс которых составляет 50 Ом, могут использовать такую же ширину проводника, что и дифференциальные пары с дифференциальным импедансом в 100 Ом.

При определении необходимого для разводки зазора между проводниками дифференциальной пары следует определить и допустимую величину изменения импеданса в случае разъединения этих проводников. Какого-либо определенного способа на этот счет не существует, однако обычно пользуются сугубо эмпирическими правилами, например, 2H или 3H, где H — высота проводника над плоскостью земли. Более точный способ основан на использовании анализатора 2й-полей для расчета изменения импеданса при уменьшении расстояния между двумя проводниками. Обычно допустимое отклонение устанавливают на уровне 5%, что составляет половину ожидаемого отклонения импеданса проводников на печатной плате (±10%).

На рисунке 7 показано, как уменьшается дифференциальный импеданс по мере сближения двух проводников. Обратите внимание, что при зазоре 10 мил импеданс падает всего на 1 Ом, т.е. на 1%. Точно также падает импеданс несимметричной линии при зазоре между ними в 10 мил, поэтому целесообразно разводить несимметричные и дифференциальные сигналы, используя проводники одинаковой ширины до тех пор, пока сохраняется установленный зазор между ними. И поэтому нет необходимости измерять дифференциальный импеданс при применении этого правила разводки.

КАК ПРОТЕКАЕТ ОБРАТНЫЙ ТОК?
Широко распространено мнение, что обратный ток для одного проводника дифференциальной пары протекает в другом проводнике этой же пары. Это утверждение основано на том факте, что два тока равны и противоположны по направлению. Однако это всего лишь случайное совпадение. Из схемы можно увидеть, что каждая линия передачи является автономной и работает независимо от другой. Они имеют одинаковый импеданс и нагружены на одинаковый импеданс, поэтому их токи случайно оказываются одинаковыми и противоположными. Они не должны иметь одинаковые импе-дансы для того, чтобы работала эта схема, но должны быть корректно согласованы.

Если два тока независимы друг от друга, то где же тогда протекают их обратные токи?

Когда на линии передачи изменяются логические состояния, ток должен протекать так, чтобы заряжать или разряжать паразитную емкость линии передачи для того, чтобы изменить напряжение на ней. Разумно предположить, что два тока — прямой и обратный — будут протекать по двум сторонам этой паразитной емкости.

Когда линия передачи разводится независимо и отдельно, то эта паразитная емкость существует между линией передачи и плоскостями земли (питания), над которыми или между которыми она проходит. Если вторая линия передачи, как в случае второй линии дифференциальной пары, проходит поблизости от первой линии, небольшая часть паразитной емкости будет существовать между этими двумя линиями. Даже в случае минимального зазора между ними эта емкость будет составлять очень малую часть от той емкости, которая существует между линией и плоскостями земли (питания), поэтому лишь небольшая величина обратного тока будет протекать во второй линии передачи.

На рисунке 8 показано электрическое поле (вверху) и распределение тока (внизу) в проводниках печатной платы сразу после изменения логического состояния. Здесь показано поперечное сечение печатной платы, в которой две дифференциальные пары проходят между плоскостями земли. Обратите внимание, что ток сосредоточен вблизи поверхности, а не в центре проводников. Это явление и называется поверхностным эффектом. При очень высоких частотах ток распределяется около поверхности проводника из-за быстро изменяющегося магнитного тока, окружающего проводник.

Кроме того, следует отметить, что под каждым проводником в обеих плоскостях протекает встречный ток (красный цвет означает протекание тока в одном направлении, а синий — в противоположном). Это обратные токи для каждой из линий передачи. Они протекают, заряжая или разряжая паразитную емкость между каждым проводником и плоскостью земли (питания).

На высоких частотах токи сосредоточены около поверхности проводника, а обратные токи протекают в «партнере» этого проводника дифференциальной пары. В данном случае «партнером» являются плоскости земли (питания), а не другие проводники.

ПЕРЕКРЕСТНЫЕ ПОМЕХИ В ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫХ ПАРАХ
Многие авторы утверждают, что одним из преимуществ разводки дифференциальных пар с сильной связью является ослабление или даже исключение перекрестных помех от близкорасположенных сигнальных проводников. Это мнение основывается на том, что помехи от внешнего сигнала наводятся на обе линии дифференциальной пары в равной степени, генерируя так называемый синфазный шум. Исходя из того, что дифференциальные пары имеют способность подавлять синфазные помехи, напрашивается вывод, что это правдоподобно.

как правильно спроектировать систему с использованием дифференциальных сигналов

Попробуем разобраться с этим утверждением. Чтобы эффективно подавлять синфазные помехи, амплитуда внешнего шума должна быть одинакова для обеих линий дифференциальной пары. Рассмотрим это на примере двух вариантов разводки дифференциальных пар, как показано на рисунке 9. В верхней части этого рисунка показана разводка проводников дифференциальной пары один над другим в соседних слоях печатной платы (поперечная разводка), а из нижней части рисунка видно, что дифференциальная пара разведена в одном слое с сигналом, генерирующим помехи. В обоих случаях ширина линий и зазор между ними составляют 5 мил. Результаты моделирования показывают, что уровень перекрестных помех, влияющих на соседнюю линию дифференциальной пары, разведенной в одном слое (DIFF A), составил 12%, а уровень перекрестных помех, наведенных на дальнюю линию (DIFF B) составил 2%. Совершенно очевидно, что это не синфазная помеха, поскольку амплитуда наведенного шума для ближней линии намного больше, чем для дальней.

Если исследовать структуру с поперечным расположением линий передачи (верхний рисунок), то мы увидим, что амплитуда шума, наведенного на линию передачи в том же слое, что и сигнал, генерирующий нежелательную помеху (DIFF A), составила 12%. А амплитуда перекрестной помехи на линии, расположенной в другом слое (DIFF B), составила порядка 1%.

Очевидно, что ни один из показанных методов разводки не способен создать синфазную связь и не обеспечивает защиту от перекрестных помех. Каким же способом следует разводить дифференциальные пары, чтобы избежать проблем с перекрестными помехами? Единственным надежным способом контроля перекрестных помех на дифференциальных парах является анализ с целью определения максимально допустимой величины перекрестных помех на обеих линиях и следование правилам установления зазора между линиями таким образом, чтобы его величина не превышала допустимые помехи.

В некоторых источниках рекомендуют разводить дифференциальные пары в соседних сигнальных слоях — одну над другой. Обычно в качестве аргумента в пользу такой разводки приводят утверждение, что в этом случае подавление синфазных помех более эффективно.

На самом деле, как видно из рисунка 9, ни разводка дифференциальных пар в параллельных слоях, ни разводка в одном слое, не обеспечивает подавления синфазных помех от внешнего сигнала. Если вертикально разведенная дифференциальная пара проходит между плоскостями питания и земли, что чаще всего и бывает на практике, то на линии дифференциальной пары, расположенной ближе к плоскости питания, возникают помехи из-за пульсаций источника питания. Единственным способом предотвращения этих помех является разводка вертикально расположенных линий дифференциальной пары между слоями земли, что требует введения дополнительных слоев в печатную плату. Вертикальное расположение дифференциальной пары усложняет топологию печатной платы, что приводит к ее удорожанию. К тому же, такая разводка затрудняет совмещение соседних сигнальных слоев в процессе изготовления печатной платы.

ТРЕБОВАНИЯ К СИСТЕМЕ ПИТАНИЯ
Если проанализировать схему, то станет ясно, что ток, потребляемый как драйвером, так и приемником, постоянен. Когда схема находится в активном состоянии, ток в обеих схемах просто переключается на обратный в зависимости от логического состояния. В результате потребление тока постоянно. Это означает, что не требуется сложных цепей распределения питания, поскольку единственные схемы, требующие питания, это — дифференциальный драйвер и приемник. Источником питания может служить простая батарея, и система будет функционировать корректно.

Большинство схем дифференциальных драйверов, используемых в высокоскоростных системах передачи данных не так просты. Они часто содержат несимметричные схемы кодирования, а также цепи введения предыскажений и коррекции в драйверах. В этих схемах токи могут изменяться на очень высоких частотах.

Включение ферритовых шайб последовательно с их выводами напряжения питания Vdd с целью снижения ЭМП приводит к серьезным искажениям сигнала. Это объясняется тем, что ферритовая шайба на выводах питания в большинстве случаев помогает «вылечить» симптом проблемы, а не решить саму проблему. В данном случае симптом — слишком большие пульсации на шине питания. Причиной этого является плохо спроектированная система распределения питания.

Резюмируя, можно сказать, что дифференциальные драйверы и приемники невосприимчивы к помехам, генерируемым неудачно спроектированной системой распределения питания, за счет того, что эти схемы работают в режиме постоянного тока. Высокоскоростные протоколы передачи дифференциальных сигналов обычно требуют изменяющихся токов, частота которых зависит от частоты передаваемых сигналов, поэтому необходима такая система распределения питания, которая обеспечивала бы низкие помехи на различных частотах. Поскольку развязывающие конденсаторы в исполнении с поверхностным монтажом эффективны обычно на частотах, не превышающих 100 МГц, рекомендуется использовать дополнительную емкость, которая присутствует на печатных платах между плоскостями земли (питания).

Те же самые поставщики, которые рекомендуют использовать для своих параллельно-последовательных преобразователей (SERDES) только линейные источники питания, требуют использовать для них отдельное напряжение питания. Причина этого — предотвращение наводки помех на параллельно-последовательный преобразователь от других частей системы.

Решение этой проблемы заключается в проектировании отдельного источника питания, уровень пульсаций и помех от которого находится в пределах, допустимых для работы таких схем. Большинство поставщиков не располагают сведениями об уровне помехоустойчивости выпускаемых ими параллельно-последовательных преобразователей, что усложняет реализацию проектов. По опыту можно сказать, что практически все параллельно-последовательные преобразователи, доступные на рынке, устойчивы к пульсациям до 50 мВ. Такой уровень помехоустойчивости можно без труда обеспечить с использованием обычных конденсаторов.

ПЕРЕХОДНЫЕ ОТВЕРСТИЯ И ИЗГИБЫ ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫХ ПАР ПОД ПРЯМЫМ УГЛОМ
Переходные отверстия в печатных платах толщиной 100 мил обычно имеют диаметр сверления 12 мил и паразитную емкость порядка 0,5 пФ. Широко распространено мнение, что переходные отверстия, используемые при разводке высокоскоростных каналов передачи, могут вызывать искажения сигналов. В результате отказа от переходных отверстий разводка усложняется, поскольку разработчики вынуждены использовать большее количество слоев в печатной плате. Однако моделирование показало, что добавление переходных отверстий существенного влияния на качество сигнала не оказывает. Следует отметить, что металлизированные сквозные отверстия, которые требуются для установки разъемов с запрессовкой, имеют намного больший диаметр и, следовательно, намного большую паразитную емкость, поэтому они могут отрицательно влиять на качество сигнала при высоких частотах.

Еще одним исключением является применение переходных отверстий в четырехслойных платах. Когда на таких платах переходное отверстие используется для перехода с верхнего сигнального слоя на нижний, обратный ток вынужден протекать по более сложному пути, в результате чего возникают искажения сигнала. Это связано не с самим переходным отверстием, а с тем, что сигнальный слой в печатной плате изменился. Чтобы избежать такого рода проблем, сигналы должны начинаться и заканчиваться в одном и том же сигнальном слое без переходов на другой.

Еще одной «головной болью» разработчиков являются изгибы дифференциальных пар под прямым углом. Во многих руководствах для проектирования систем с использованием дифференциальных сигналов запрещается применение прямых углов при разводке линий, поскольку это может вызвать искажения сигналов. Однако исследования многих авторов показали, что даже на весьма высоких частотах, вплоть до 20 ГГц, в логических схемах эффекты влияния изгибов под прямым углом отсутствуют.

TRIAL NEWS