Цифровая коррекция характеристик приемников прямого преобразования

В статье описаны методы улучшения характеристик приемников прямого преобразования с помощью цифровой коррекции.

Около 20 лет назад на смену супер-гетеродинным приемникам пришли приемники прямого преобразования. Распространению новой архитектуры способствовало появление быстродействующих модуляторов прямого преобразования, которые характеризовались достаточной стабильностью и надежностью, а также отвечали требованиям по линейности и уровню выходного шума.

По сравнению с супергетеродинны-ми передатчики прямого преобразования имеют ряд достоинств, в т.ч. меньший размер и стоимость. Кроме того, в них отсутствует каскад промежуточной частоты (ПЧ), состоящий из синтезатора, усилителя и смесителя. Наконец, передатчики прямого преобразования могут работать в нескольких частотных диапазонах, и для этого не требуется внесения значительных изменений в схему.

Среди недостатков можно отметить появление нежелательных боковых полос и эффект проникания несущей.

ПРИЕМНИК
Что касается приемников, то архитектура прямого преобразования не смогла вытеснить супергетеродин-ную, поскольку в приемнике заранее неизвестно, какого типа сигнал необходимо обработать. Для обеспечения высокой чувствительности приемника и удаления нежелательных сигналов и интерференции требуется использовать узкополосные фильтры на поверхностных акустических волнах.

На рисунке показана структура приемника прямого преобразования. Главным его компонентом является демодулятор, выполняющий прямое преобразование радиосигнала в исходный. Характеристики работы демодулятора имеют определяющее значение, поскольку в схеме отсутствует узкополосный фильтр.

Архитектура прямого преобразования обеспечивает гибкость проектирования. Полосу сигнала и радиосигнала легко регулировать, поэтому один приемник может одновременно обрабатывать узкополосные сигналы с одной несущей и широкополосные сигналы с несколькими несущими (LTE, 4G). Приемник на основе архитектуры прямого преобразования может работать на различных диапазонах радиочастот, для этого достаточно изменить частоту гетеродина и полосу входного фильтра.

В рассмотренном примере входные сигналы разделяются на квадратурные компоненты в демодуляторе и поступают на сдвоенный АЦП. В каждом канале содержится половина полосы исходного сигнала. Пусть полоса сигнала 100 МГц, промежуточная частота равна 440 МГц, используется супергетеродинная архитектура. Тогда требуемая частота дискретизации АЦП должна быть более 200 млн выборок/с, входной диапазон — не менее 490 МГц.

Одного АЦП 250 млн выборок/с c полосой входного сигнала 500 МГц достаточно для работы в четвертой зоне Найквиста. В архитектуре прямого преобразования радиосигнал делится на синфазный (I) и квадратурный (Q), полоса каждого 50 МГц. В этом случае достаточно сдвоенного АЦП 125 млн выборок/с, работающего в первой зоне Найквиста. Это более дешевое и производительное решение, чем супергетеродинная архитектура.

Цифровая коррекция характеристик приемников прямого преобразования

ДИНАМИЧЕСКИЙ ДИАПАЗОН
Динамический диапазон является важным параметром для приемника. Нижняя его граница задается коэффициентом шума приемника, или чувствительностью. Точка пересечения третьего порядка (IIP3) определяет верхнюю границу. В приемниках динамический диапазон подстраивается, как правило, с помощью коэффициентов усиления.

В присутствии помех коэффициент усиления уменьшают, чтобы повысить линейность и предупредить насыщение входного каскада приемника. Когда канал чист, коэффициент усиления можно увеличить, чтобы получить более низкий коэффициент шума и увеличить чувствительность.

ИНТЕРМОДУЛЯЦИОННЫЕ СОСТАВЛЯЮЩИЕ
Влияние интермодуляционных составляющих второго порядка более наглядно представлено на примере архитектуры прямого преобразования. Гармоники второго порядка содержат сумму и разность интерферирующих частот, поэтому от них нельзя избавиться с помощью фильтрации, как в случае гармоник третьего порядка. Если сигнал помехи широкополосный, его собственные внутренние разностные компоненты будут близки к 0 Гц или к полезному сигналу, поэтому от него необходимо избавляться. В супергетеродинном приемнике сигнал смешивается с сигналом ПЧ, который всегда отфильтровывается, и искажения второго порядка не вызывают проблем.

ПОСТОЯННАЯ СОСТАВЛЯЮЩАЯ
В квадратурном модуляторе нестабильность постоянной составляющей в исходном сигнале может привести к тому, что несущие частоты проникнут на выход передатчика. В приемнике прямого преобразования происходит то же самое. Расхождение между постоянными сигналами в каналах I и Q приводит к появлению тона смещения в выходном сигнале. Это может негативно отразиться на динамическом диапазоне АЦП.

В передатчике подавление боковых полос сводится к подавлению помех от зеркального канала. Аналогичный параметр есть и у приемника. Если амплитуда и фаза в сигналах I и Q абсолютно согласованы, зеркальный канал непрерывно подавляется. Неидеальности в демодуляторе и погрешности элементов приводят к рассогласованию амплитуды и фазы, появляются помехи от зеркального канала. Сложно оценить их влияние, однако они могут ухудшить качество полезного сигнала.

Модулированный сигнал 16QAM в отсутствие амплитудных или фазовых искажений должен выглядеть как последовательность четких точек. Ввиду расхождений, о которых было сказано выше, точки размываются и превращаются в облака. В результате возникают битовые ошибки в цифровом сигнале, и чем больше размытость, тем больше ошибок.

Простейший способ уменьшить нежелательные составляющие заключается в обеспечении развязки по постоянному току. Развязывающий конденсатор блокирует постоянную составляющую и частично низкие частоты. Данный способ применим для сигналов с несколькими поднесущи-ми, например, LTE или WiMAX. Емкость должна быть достаточно высокой, чтобы угловая частота фильтра составляла несколько кГц, т.е. была ниже поднесущих.

В сигналах других типов информация может быть распределена по всему спектру, и низкие частоты удалять нельзя. Либо АЦП требует постоянного синфазного напряжения. В этих случаях развязку по постоянному току применять нельзя. Тогда постоянный сигнал добавляют к исходному и регулируют составляющие I и Q так, чтобы компенсировать постоянную составляющую, вызванную несоответствием. Этот способ позволяет уменьшить постоянное напряжение смещения до нескольких милливольт, и его вклад становится незначительным.

Альтернативный способ компенсации основан на применении суммирующего усилителя на выходе передатчика. В некоторых готовых квадратурных модуляторах, например, в TRF3711, эта опция уже реализована.

Цифровая коррекция характеристик приемников прямого преобразования

ЗЕРКАЛЬНЫЙ КАНАЛ
Зеркальный канал возникает из-за несоответствия амплитуды и фазы между каналами I и Q, причем фазовые несоответствия играют доминирующую роль. Амплитудные расхождения можно компенсировать за счет коэффициентов усиления.

При наличии рассогласования сигнал в канале I раскладывается на два вектора: действительно синфазный и небольшой вектор квадратурной составляющей. Для его компенсации часть квадратурного сигнала пропускается в канал I. Теоретически можно добиться полного исчезновения квадратурной составляющей.

В схеме за компенсацию амплитудной ошибки отвечают элементы, включенные последовательно, за компенсацию фазовой — перекрестные. Данный подход позволяет увеличить коэффициент подавления зеркальных составляющих на 15-20 дБ.

Аналоговые методы подавления зеркального канала, описанные выше, эффективны, но сопряжены со сложностями, связанными с отклонениями сигнала, температуры или допусками элементов. Поскольку в приемнике входной сигнал уже оцифрован, можно воспользоваться цифровыми способами подавления зеркальных сигналов, обеспечивающими коэффициент подавления до 70 дБ.

ЦИФРОВАЯ КОРРЕКЦИЯ
Для захвата квадратурных сигналов и определения ошибки между ними применяют цифровые алгоритмы. Исходя из этой ошибки вычисляется величина корректирующего члена, который обеспечит ортогональность. Эта процедура повторяется многократно, корректирующий член изменяется для поддержания ортогональности.

Рассмотрим возможности данного подхода на примере. Пусть сигнал имеет простейшую форму: синус и косинус: Частота несущей равна 1 МГц, частота дискретизации — 200 млн выборок/с. Составляющие ошибки произвольно выбраны KQ = 1,2 и фетг = 2°. Производя вычисления, описанные выше, и принимая, что количество выборок равно 600, получаем Kest = 1,198 (т.е. 0,166% по сравнению с реальными значениями), ©est = 2,4°. В этом примере амплитудная ошибка может быть определена очень точно. фазовая ошибка отличается только на 0,4° от реального значения.

В данном подходе имеют значение только два параметра: количество выборок и исходная ошибка. Чем больше выборок, тем точнее оценка. Но в то же время тратится больше вычислительной мощности и времени, т.е. относительная погрешность амплитуды и абсолютная погрешность фазы есть функции количества выборок.

Абсолютная ошибка фазы не зависит от количества выборок. Во-первых, из-за непрерывности и периодичности сигналов. Амплитудная ошибка, наоборот, зависит от нее. Так, при 100 выборок ошибка составляет около 1%, но она значительно уменьшается при увеличении количества выборок. Влияние количества выборок определяется типом сигнала, частотой дискретизации и периодичностью сигнала.

Цифровую коррекцию можно применять при статических несоответствиях, которые не зависят от частоты напряжения смещения. В реальных схемах появляются частотно-зависимые компоненты, обусловленные фильтрами или паразитными эффектами. Если они малы, можно воспользоваться формулами для статического случая.

В качестве примера рассмотрим исходный проект для TSW6011 Texas Instruments. Он содержит приемник с демодулятором прямого преобразования и АЦП, сигнальный процессор, который выполняет алгоритм коррекции. Коэффициент подавления зеркального канала — 60-70 дБ для широкополосных сигналов.

Если требуется еще большее улучшение, принимают во внимание частотно-зависимые компоненты. Это более сложный подход, требующий калибровки, т.е. корректировки алгоритма по известным входным и выходным величинам. Это позволяет получить коэффициент 80 дБ и более.

TRIAL NEWS